MOS驅(qū)動(dòng)電路中自舉升壓結(jié)構(gòu)
MOS管最明顯的特征是開(kāi)關(guān)特征好,因而被普遍使用在需求電子開(kāi)關(guān)的電路中,常見(jiàn)的如開(kāi)關(guān)電源和馬達(dá)驅(qū)動(dòng),也有照明調(diào)光。即興在的MOS驅(qū)動(dòng),有幾個(gè)特殊的要求。
1.低壓使用:當(dāng)應(yīng)用5V電源,這時(shí)辰如其應(yīng)用傳統(tǒng)的圖騰柱構(gòu)造,鑒于三極管的be有0.7V左右的壓降,導(dǎo)致現(xiàn)實(shí)終極加以在gate上的電壓除非4.3V。這時(shí)辰,咱們選用標(biāo)稱gate電壓4.5V的MOS管就在必然的風(fēng)險(xiǎn)。同一的問(wèn)題也產(chǎn)生在應(yīng)用3V或者其他低壓電源的場(chǎng)所。
2.寬電壓使用:輸入電壓并不是一個(gè)恒定值,它會(huì)跟隨時(shí)期或者其他要素而變動(dòng)。這個(gè)變動(dòng)導(dǎo)致PWM電路供給MOS管的驅(qū)動(dòng)電壓是不固定定的。
為了讓MOS管在高gate電壓下安全,很多MOS管內(nèi)置了固定壓管強(qiáng)行限度局限gate電壓的幅值。在這種情況下,當(dāng)供的驅(qū)動(dòng)電壓超度過(guò)固定壓管的電壓,就會(huì)伸起較大的動(dòng)態(tài)功耗。
同步,如其簡(jiǎn)略的用電阻分壓的規(guī)律下降gate電壓,就會(huì)涌現(xiàn)輸入電壓比較高的時(shí)辰,MOS管任務(wù)良好,而輸入電壓下降的時(shí)辰gate電壓不可,伸起導(dǎo)通不夠到底,從而增添功耗。
3.雙電壓使用:在一些把持電路中,邏輯有些應(yīng)用類型的5V或者3.3V數(shù)字電壓,而功比值有些應(yīng)用12V甚至更高的電壓。兩個(gè)電壓選擇共位置式連接。
這就提出一個(gè)請(qǐng)求,需求應(yīng)用一個(gè)電路,讓低壓側(cè)能行有效的把持壓服側(cè)的MOS管,同步壓服側(cè)的MOS管也同一見(jiàn)面對(duì)1和2中提到的問(wèn)題。
在這三種情況下,圖騰柱構(gòu)造無(wú)法滿意出口請(qǐng)求,而很多即興成的MOS驅(qū)動(dòng)IC,如同也沒(méi)有包含gate電壓限度局限的構(gòu)造。
遂我設(shè)計(jì)了一個(gè)對(duì)立通用的電路來(lái)滿意這三種要求。
電路圖如次:
這邊我只針對(duì)NMOS驅(qū)動(dòng)電路做一個(gè)簡(jiǎn)略辨析:Vl和Vh區(qū)別是低端和高端的電源,兩個(gè)電壓可以是相通的,只是Vl不應(yīng)當(dāng)超度過(guò)Vh。Q1和Q2結(jié)合了一個(gè)反置的圖騰柱,用來(lái)實(shí)即興割裂,同步確保兩只驅(qū)動(dòng)管Q3和Q4不會(huì)同步導(dǎo)通。R2和R3供了PWM電壓基準(zhǔn),經(jīng)過(guò)轉(zhuǎn)變這個(gè)基準(zhǔn),可以讓電路任務(wù)在PWM記號(hào)波形比較峭拔的位置。Q3和Q4用來(lái)供驅(qū)動(dòng)電流動(dòng),鑒于導(dǎo)通的時(shí)辰,Q3和Q4對(duì)立Vh和GND最低都除非一個(gè)Vce的壓降,這個(gè)壓降通常除非0.3V左右,大大低于0.7V的Vce。R5和R6是反饋電阻,用于對(duì)gate電壓舉行采樣,采樣后的電壓經(jīng)過(guò)Q5對(duì)Q1和Q2的基極發(fā)出一個(gè)激烈的負(fù)反饋,從而把gate電壓限度局限在一個(gè)有限的數(shù)值。這個(gè)數(shù)值可以經(jīng)過(guò)R5和R6來(lái)調(diào)整。
最末,R1供了對(duì)Q3和Q4的基極電流動(dòng)限度局限,R4供了對(duì)MOS管的gate電流動(dòng)限度局限,也執(zhí)意Q3和Q4的Ice的限制。需要的時(shí)辰可以在R4上面并聯(lián)加以速電容。這個(gè)電路供了如次的特征:
1,用低端電壓和PWM驅(qū)動(dòng)高端MOS管。
2,用小幅度的PWM記號(hào)驅(qū)動(dòng)高gate電壓要求的MOS管。
3,gate電壓的峰值限度局限
4,輸入和輸出電流限度局限
5,經(jīng)過(guò)應(yīng)用合適的電阻,可以達(dá)成很低的功耗。
6,PWM記號(hào)反相。NMOS并不需求這個(gè)特征,可以經(jīng)過(guò)前置一個(gè)反相器來(lái)解決。在設(shè)計(jì)便攜式裝備和無(wú)線出品時(shí),提高出品機(jī)能、延年益壽電池任務(wù)時(shí)期是設(shè)計(jì)人員需求面臨的兩個(gè)問(wèn)題。DC-DC替換器物有效力高、出口電流動(dòng)大、動(dòng)態(tài)電流動(dòng)小等優(yōu)點(diǎn),異常適合于為便攜式裝備供電。眼前DC-DC替換器設(shè)計(jì)技術(shù)發(fā)展首要趨勢(shì)有:
(1)高頻化技術(shù):跟隨開(kāi)關(guān)頻比值的提高,開(kāi)關(guān)改換器的體積也隨之減少,功比值密度也獲得大幅提升,動(dòng)態(tài)相應(yīng)獲得改革。小功比值DC-DC替換器的開(kāi)關(guān)頻比值將上升到兆赫級(jí)。
(2)低出口電壓技術(shù):跟隨半半導(dǎo)體創(chuàng)造技術(shù)的不斷發(fā)展,微處置器和便攜式電子裝備的任務(wù)電壓越來(lái)越低,這將求未來(lái)的DC-DC改換器能行供低出口電壓以服微處置器和便攜式電子裝備的請(qǐng)求,這些技術(shù)的發(fā)展對(duì)電源chip電路的設(shè)計(jì)提出了更高的請(qǐng)求。
率先,跟隨開(kāi)關(guān)頻比值的不斷提高,對(duì)開(kāi)關(guān)元件的機(jī)能提出了很高的請(qǐng)求,同步務(wù)必具有響應(yīng)的開(kāi)關(guān)元件驅(qū)動(dòng)電路以確保開(kāi)關(guān)元件在高達(dá)兆赫級(jí)的開(kāi)關(guān)頻比值下正常任務(wù)。其次,對(duì)電池供電的便攜式電子裝備來(lái)說(shuō),電路的任務(wù)電壓低(以鋰電池為例,任務(wù)電壓2.5~3.6V),故此,電源chip的任務(wù)電壓較低。
MOS管具有很低的導(dǎo)通電阻,耗損能量較低,在眼前流動(dòng)行的高效DC-DCchip中多選擇MOS管作為功比值開(kāi)關(guān)。只是鑒于MOS管的寄生電容大,一般情況下NMOS開(kāi)關(guān)管的柵極電容高達(dá)幾十皮法。這對(duì)設(shè)計(jì)高任務(wù)頻比值DC-DC轉(zhuǎn)換器開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)提出了更高的請(qǐng)求。
在低電壓ULSI設(shè)計(jì)中有多種CMOS、BiCMOS選擇自舉升壓構(gòu)造的邏輯電路和作為大容性負(fù)載的驅(qū)動(dòng)電路。這些電路能行在低于1V電壓供電環(huán)境下正常任務(wù),而且能行在負(fù)載電容1~2pF的環(huán)境放工作頻比值能行達(dá)成幾十兆甚至上百兆赫茲。本文正是選擇了自舉升壓電路,設(shè)計(jì)了一種具有大負(fù)載電容驅(qū)動(dòng)能力的,符合于低電壓、高開(kāi)關(guān)頻比值升壓型DC-DC替換器的驅(qū)動(dòng)電路。電路基于SamsungAHP615BiCMOS工藝設(shè)計(jì)并經(jīng)度過(guò)Hspice仿真驗(yàn)證,在供電電壓1.5V,負(fù)載電容為60pF時(shí),任務(wù)頻比值能行達(dá)成5MHz以上。
自舉升壓電路
自舉升壓電路的規(guī)律圖如圖1所示。所謂的自舉升壓規(guī)律執(zhí)意,在輸入端IN輸入一個(gè)方波記號(hào),使用電容Cboot將A點(diǎn)電壓抬升至高于VDD的電平,這么就可以在B端出口一個(gè)與信號(hào)輸入反相,且高電平高于VDD的方波記號(hào)。具體任務(wù)規(guī)律如次:
當(dāng)VIN為高電平時(shí),NMOS管N1導(dǎo)通,PMOS管P1截止,C點(diǎn)電位為低電平。同步N2導(dǎo)通,P2的柵極電位為低電平,則P2導(dǎo)通。這就使得此刻A點(diǎn)電位約為VDD,電容Cboot兩端電壓UC≈VDD。鑒于N3導(dǎo)通,P4截止,因而B點(diǎn)的電位為低電平。這段時(shí)期稱為預(yù)充電周期。
當(dāng)VIN變?yōu)榈碗娖綍r(shí),NMOS管N1截止,PMOS管P1導(dǎo)通,C點(diǎn)電位為高電平,約為VDD。同步N2、N3截止,P3導(dǎo)通。這使得P2的柵極電位升天,P2截止。此刻A點(diǎn)電位等同C點(diǎn)電位加以上電容Cboot兩端電壓,約為2VDD。同時(shí)P4導(dǎo)通,故此B點(diǎn)出口高電平,且高于VDD。這段時(shí)期稱為自舉升壓周期。
現(xiàn)實(shí)上,B點(diǎn)電位與負(fù)載電容和電容Cboot的大小關(guān)于,可以依據(jù)設(shè)計(jì)需求調(diào)理。具體相干將在紹介電路具體設(shè)計(jì)時(shí)仔細(xì)議論。在圖2中給出了輸入端IN電位與A、B兩點(diǎn)電位相干的表圖。
驅(qū)動(dòng)電路構(gòu)造
圖3中給出了驅(qū)動(dòng)電路的電路圖。驅(qū)動(dòng)電路選擇Totem出口構(gòu)造設(shè)計(jì),上拉驅(qū)動(dòng)管為NMOS管N4、晶體管Q1和PMOS管P5。下拉驅(qū)動(dòng)管為NMOS管N5。圖中CL為負(fù)載電容,Cpar為B點(diǎn)的寄生電容。虛線框內(nèi)的電路為自舉升壓電路。
本驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)思惟是,使用自舉升壓構(gòu)造將上拉驅(qū)動(dòng)管N4的柵極(B點(diǎn))電位抬升,使得UB>VDD+VTH,則NMOS管N4任務(wù)在線性區(qū),使得VDSN4大大減少,終極可以實(shí)即興驅(qū)動(dòng)出口高電平達(dá)成VDD。而在出口低電平時(shí),下拉驅(qū)動(dòng)管自己就任務(wù)在線性區(qū),可以確保出口低電平位GND。故此無(wú)需增添自舉電路也能達(dá)成設(shè)計(jì)請(qǐng)求。
思索到此驅(qū)動(dòng)電路使用于升壓型DC-DC替換器的開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng),負(fù)載電容CL很大,一般能達(dá)成幾十皮法,還需求進(jìn)一步增添出口電流動(dòng)能力,故此增添了晶體管Q1作為上拉驅(qū)動(dòng)管。這么在輸入端由高電平變?yōu)榈碗娖綍r(shí),Q1導(dǎo)通,由N4、Q1同步供電流動(dòng),OUT端電位神速上升,當(dāng)OUT端電位上升到VDD-VBE時(shí),Q1截止,N4持續(xù)供電流動(dòng)對(duì)負(fù)載電容充電,直到OUT端電壓達(dá)成VDD。
在OUT端為高電平間,A點(diǎn)電位會(huì)鑒于電容Cboot上的電荷走漏等緣故而降落。這會(huì)使得B點(diǎn)電位降落,N4的導(dǎo)通性降落。同步鑒于同一的緣故,OUT端電位也會(huì)有所降落,使出口高電平不能保全在VDD。為了防備這種即興象的涌現(xiàn),又增添了PMOS管P5作為上拉驅(qū)動(dòng)管,用來(lái)添補(bǔ)OUT端CL的走漏電荷,護(hù)持OUT端在全部導(dǎo)通周期內(nèi)為高電平。
驅(qū)動(dòng)電路的傳輸特征瞬態(tài)相應(yīng)在圖4中給出。就中(a)為上升沿瞬態(tài)相應(yīng),(b)為降落沿瞬態(tài)相應(yīng)。從圖4中可以看出,驅(qū)動(dòng)電路上升沿顯著分為了三個(gè)有些,區(qū)別對(duì)應(yīng)三個(gè)上拉驅(qū)動(dòng)管起主干作用的時(shí)間。1階段為Q1、N4協(xié)同作用,出口電壓神速抬升,2階段為N4起主干作,使出口電平達(dá)成VDD,3階段為P5起主干作用,護(hù)持出口高電平為VDD。同時(shí)還可以縮短上升時(shí)期,降落時(shí)期滿意任務(wù)頻比值在兆赫茲級(jí)以上的請(qǐng)求。
需求注重的問(wèn)題及仿真結(jié)實(shí)
電容Cboot的大小實(shí)在定
Cboot的最小值可以比照以下方法確定。在預(yù)充電周期內(nèi),電容Cboot上的電荷為VDDCboot。在A點(diǎn)的寄生電容(計(jì)為CA)上的電荷為VDDCA。故此在預(yù)充電周期內(nèi),A點(diǎn)的總電荷為Q_{A1}=V_{DD}C_{boot}+V_{DD}C_{A}(1)B點(diǎn)電位為GND,故此在B點(diǎn)的寄生電容Cpar上的電荷為0。
在自舉升壓周期,為了使OUT端電壓達(dá)成VDD,B點(diǎn)電位最低為VB=VDD+Vthn。故此在B點(diǎn)的寄生電容Cpar上的電荷為Q_{B}=(V_{DD}+V_{thn})Cpar
(2)疏忽MOS管P4源漏兩端壓降,此刻Cboot上的電荷為VthnCboot,A點(diǎn)寄生電容CA的電荷為(VDD+Vthn)CA。A點(diǎn)的總電荷為QA2=V_{thn}C_{BOOT}+(V_{DD}+V_{thn})C_{A}
(3)同步依據(jù)電荷守恒又有Q_{B}=Q_{A}-Q_{A2}
(4)概括式(1)~(4)可得C_{boot}=frac{V_{DD}+V_{thn}}{v_{DD}-v_{thn}}Cpar+frac{v_{thn}}{v_{DD}-v_{thn}}C_{A}=frac{V_{B}}{v_{DD}-v_{thn}}Cpar+frac{V_{thn}}{v_{DD}-v_{thn}}C_{A}
(5)從式(5)中可以看出,Cboot隨輸入電壓變小而變大,而且隨B點(diǎn)電壓VB變大而變大。而B點(diǎn)電壓徑直影響N4的導(dǎo)通電阻,也就影響驅(qū)動(dòng)電路的上升時(shí)期。故此在現(xiàn)實(shí)設(shè)計(jì)時(shí),Cboot的取值要大于式(5)的計(jì)算結(jié)實(shí),這么可以提高B點(diǎn)電壓,下降N4導(dǎo)通電阻,減少驅(qū)動(dòng)電路的上升時(shí)期。P2、P4的尺寸問(wèn)題將公式(5)重行整頓后得:V_{B}=({V_{DD}-V_{thn})frac{C_{boot}}{Cpar}-V_{thn}frac{C_{A}}{Cpar}
(6)從式(6)中可以看出在自舉升壓周期內(nèi),A、B兩點(diǎn)的寄生電容使得B點(diǎn)電位下降。在現(xiàn)實(shí)設(shè)計(jì)時(shí)為了獲得合適的B點(diǎn)電位,除了增添Cboot大小外,要放量減少A、B兩點(diǎn)的寄生電容。在設(shè)計(jì)時(shí),預(yù)充電PMOS管P2的尺寸盡可能性的取小,以減少寄生電容CA。而對(duì)B點(diǎn)的寄生電容Cpar來(lái)說(shuō),首要是上拉驅(qū)動(dòng)管N4的柵極寄生電容,MOS管P4、N3的源漏極寄生電容只占一小有些。咱們?cè)谇懊娴谋嫖鲋惺韬隽?/span>P4的源走電壓,故此設(shè)計(jì)時(shí)將放量的加以大P4的寬長(zhǎng)比,使其在自舉升壓周期內(nèi)的源走電壓很小可以疏忽。只是P4的尺寸以不能太大,要確保P4的源極寄生電容遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于上拉驅(qū)動(dòng)管N4的柵極寄生電容。
阱電位問(wèn)題
如圖3所示,PMOS器件P2、P3、P4的N-well連接到了自舉升壓節(jié)點(diǎn)A上。這么做的目標(biāo)是,在自舉升壓周期內(nèi),防備他們的源/漏--阱結(jié)導(dǎo)通。同時(shí)這還可以防備在源/漏--阱正偏時(shí)發(fā)出由寄生SRC伸起的閂鎖即興象。
上拉驅(qū)動(dòng)管N4的阱偏置電位要接到它的源極,最好不要徑直接地。這么做的目標(biāo)是消除襯底偏置效應(yīng)對(duì)N4的影響。
Hspice仿真驗(yàn)證結(jié)實(shí)
驅(qū)動(dòng)電路基于SamsungAHP615BiCMOS工藝設(shè)計(jì)并經(jīng)度過(guò)Hspice仿真驗(yàn)證。在表1中給出了電路在兩樣任務(wù)電壓、兩樣負(fù)載環(huán)境下的上升時(shí)期tr和降落時(shí)期tf的仿真結(jié)實(shí)。在圖5中給了電路任務(wù)在輸入電壓1.5V、任務(wù)頻比值為5MHz、負(fù)載電容60pF環(huán)境下的出口波形。結(jié)合表1和圖5可以看出,此驅(qū)動(dòng)電路能行在任務(wù)電壓為1.5V,任務(wù)頻比值為5MHz,而且負(fù)載電容高達(dá)60pF的環(huán)境下正常任務(wù)。它可以使用于低電壓、高任務(wù)頻比值的DC-DC替換器中作為開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)電路。
定論:本文選擇自舉升壓電路,設(shè)計(jì)了一種BiCMOSTotem構(gòu)造的驅(qū)動(dòng)電路。該電路基于SamsungAHP615BiCMOS工藝設(shè)計(jì),可在1.5V電壓供電環(huán)境下正常任務(wù),同時(shí)在負(fù)載電容為60pF的環(huán)境下,任務(wù)頻比值可達(dá)5MHz以上。
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